제3부 전파·통신
3.8 링크 버짓과 통달거리 설계
3.8.1 이 장에서 배우는 것 / 선수 지식 / 특히 중요한 독자
이 장은 제3부 앞 장들이 만든 식과 값을 한 버짓에 모은다. 송신 전력에서 시작해 안테나·경로 손실·대기·편파·자세·페이딩·간섭을 더하고 빼면 수신 전력이 나오고, 수신 감도와 견주면 링크 여유가 나온다. 이 버짓을 거꾸로 읽으면 통달거리가 나온다. 링크 버짓은 설계 도구이지 보증이 아니다. 그래서 이 장은 항목마다 어느 장의 값인지, 얼마나 믿을 수 있는지를 함께 적는다.
배우는 것:
- 링크 버짓의 식과 용어 — 공통 기호표의 식, ITU-R P.341의 전송 손실 용어, 이 책의 $L_p$가 무엇을 포함하는가.
- 항목별 손실과 이득 — EIRP·경로 손실·대기·편파·자세·지향 오차·페이딩·간섭·구현 손실, 그리고 값이 나오는 장.
- 수신 감도와 필요 SNR — $S=-174+10\log_{10}B+\mathrm{NF}+\mathrm{SNR}_{\mathrm{req}}$, 데이터율로 나타낸 $E_b/N_0$ 형식, 간섭이 올리는 잡음 바닥.
- 링크 여유와 설계 여유 — 여유 항목을 합치는 법, 여유가 가용도를 사는 방식, 예측 불확도.
- 경로 손실 지수와 통달거리 역산 — $d^{n}$ 모형, 두 선 모델과의 연결, 거리 대 여유 곡선.
- 교환과 비대칭 — 데이터율과 거리의 교환, 상향과 하향의 비대칭, C2·영상·Remote ID 세 링크를 같은 틀로 보기.
선수 지식: 공통 기호표와 기준 C2 링크는 3.1.8, 자유공간 손실·두 선 모델은 3.2, 페이딩 여유는 3.3, 대기 항은 3.5, 안테나 이득·자세는 3.6·3.7, 필요 SNR은 3.9다. 이 장은 새 물리를 더하지 않고 그 값들을 모으는 방법을 다룬다.
특히 중요한 독자: 엔지니어는 모든 절을 본다. 인증·사업 담당자는 3.8.8의 여유 합계표와 3.8.9의 세 링크 비교만 읽어도 "광고된 통달거리"와 "설계로 말할 수 있는 통달거리"의 차이를 알 수 있다. 정책·법무 담당자는 3.8.13의 EIRP 한도와 통달거리의 관계를 본다.
기준 시점과 정직성. 이 장은 2026년 10월을 기준으로 작성한 원리 장이며 지식 한계는 2026년 중반까지다. 수치는 이 장의 식으로 파이썬
math만 사용해서 계산했고, 값은 앞 장의 값을 그대로 지시한다(다시 계산하지 않았다). 날씨·페이딩·간섭·상향 링크의 입력(40 mm/h·$K$ 요인·$I/N$·상향 송신 전력)은 가정이다. 영상·Remote ID 링크의 값은 3.12·2.13를 따랐다. 어떤 제품의 제원도 작성하지 않았고 경험 범위는(경험 범위), 확인하지 못한 것은(확인 필요)로 표시했다.
3.8.2 개념·직관 — 링크 버짓은 에너지 수지이고, 통달거리는 버짓을 거꾸로 읽은 것이다
결론부터: 링크 버짓은 곱셈을 덧셈으로 바꾼 에너지 수지다. 입금(송신 전력·안테나 이득)에서 출금(경로 손실·각종 손실)을 빼면 잔액(수신 전력)이 나오고, 이 잔액이 잡음과 필요 SNR 위에 얼마나 남는지가 여유다. 여유가 0이 되는 거리가 통달거리다. 버짓은 한 번 사용하면 끝나는 계산이 아니라, 어느 항이 크고 어느 항이 불확실한지 찾는 도구다.
기준 C2 링크(2.4 GHz, 5 km)에서 버짓의 모양은 이렇다. 송신 20 dBm에 안테나·케이블로 +1 dB, 자유공간 손실 −114.0 dB, 수신 쪽 +7 dB로 수신 전력이 $-86.0$ dBm이고, 잡음 바닥 $-108$ dBm 위로 SNR 22.0 dB가 남는다(3.1.9). 필요 SNR을 10 dB로 가정하면 12.0 dB가 여유다. 이 12 dB가 앞 장들이 가져가는 항목, 곧 페이딩(3.3)·자세와 편파(3.6)·간섭·대기(3.5)·가림을 모두 감당해야 한다.
세 축은 버짓의 어느 줄이 지배하는가가 다르다.
| 축 | 버짓을 지배하는 줄 | 이유 |
|---|---|---|
| 군용 드론 | 간섭·재밍 마진, 위성 경로의 강우, 안테나 이득 | 적의 방해와 먼 거리가 잡음 바닥과 경로 손실을 정한다(3.18·5.2) |
| 민간 UAS | EIRP 규정 한도, 페이딩과 가림 여유, 같은 대역의 간섭 | 출력이 규정에 묶이고 저고도 가시선이 두 선 모델과 페이딩을 부른다(3.1.4.1·3.2·3.3) |
| AAM | 가용도 목표에서 거꾸로 정해진 여유 | 링크가 안전 논증의 일부라 여유를 통계로 입증해야 한다(3.11) |
3.8.3 식과 항목
3.8.3.1 식과 용어 — 전송 손실의 사다리
공통 기호표(3.1.8)의 링크 버짓 식은 다음이다.
$$P_r=P_t+G_t-L_t-L_p+G_r-L_r\ [\mathrm{dBm}],\qquad \mathrm{SNR}=P_r-N,\qquad M=\mathrm{SNR}-\mathrm{SNR}_{\mathrm{req}}$$
$P_t$는 송신 전력, $G_t$·$G_r$은 송수신 안테나 이득, $L_t$·$L_r$은 케이블·커넥터 손실, $L_p$는 경로 손실, $N$은 잡음 바닥, $\mathrm{SNR}_{\mathrm{req}}$는 필요 SNR, $M$은 링크 여유다. EIRP는 $P_t+G_t-L_t$다. ITU-R P.341-7은 이 항들을 손실의 사다리로 정의한다.
| P.341의 용어 | 기호 | 뜻 |
|---|---|---|
| 자유공간 기본 전송 손실 | $L_{bf}$ | 손실 없는 등방성 안테나, 진공, 거리 $d$: $20\log_{10}(4\pi d/\lambda)$ |
| 기본 전송 손실 | $L_b=L_{bf}+L_m$ | 등방성 안테나 사이 손실. $L_m$은 자유공간 대비 손실(대기 흡수·회절·편파 결합·구름·지물·건물 등) |
| 전송 손실 | $L=L_b-G_t-G_r$ | 실제 안테나 패턴을 넣은 손실 |
| 시스템 손실 | $L_s=L+L_{tc}+L_{rc}$ | 안테나 회로 손실까지(급전선 제외) |
| 총 손실 | $L_l$ | 송신기 출력에서 수신기 입력까지, 급전선·필터 포함 |
이 책의 $L_p$는 기본 전송 손실 $L_b$에 해당한다. 곧 $L_p=L_{fs}+L_m$이고, $L_m$에는 3.5의 대기 항, 편파 불일치, 지면 반사와 가림이 들어간다. 안테나 이득 $G_t$·$G_r$은 별도 항이다. P.341-7의 규칙 하나가 UAS에 중요하다. 안테나 근처의 지면과 구조물 효과는 기본 전송 손실이 아니라 안테나 이득에 넣는다(부속서 1의 "설치 상태 in situ의 지향성"). 기체 몸체가 만드는 패턴 변화(3.6.7)는 $L_p$가 아니라 $G_t$의 일부다.
수신 감도 $S$로 식을 거꾸로 나타내면 허용 경로 손실이 나온다.
$$L_{p,\max}=P_t+G_t-L_t+G_r-L_r-S$$
여유 $M$을 남기고 사용할 수 있는 경로 손실은 $L_{p,\max}-M$이다. 기준 C2 링크에서 $L_{p,\max}=20+2-1+8-1-(-98)=126.0$ dB다.
항을 모두 풀어 사용하면 앞 장이 만든 항이 한 줄에 하나씩 들어간다. 장비 항은 값이 정해지고, 나머지는 줄마다 근거가 다른 장에 있다.
$$M=\underbrace{P_t+G_t-L_t+G_r-L_r-S}_{\text{장비}}-\underbrace{L_{fs}-A_{\mathrm{atm}}}_{\text{경로}}-\underbrace{L_{\mathrm{att}}-L_{\mathrm{pt}}}_{\text{자세·지향}}-\underbrace{M_{\mathrm{fade}}-M_{\mathrm{int}}-L_{\mathrm{blk}}}_{\text{환경}}$$
$A_{\mathrm{atm}}$은 3.5의 대기 항, $L_{\mathrm{att}}$는 자세에 따른 패턴·편파 손실(3.6.7.3), $L_{\mathrm{pt}}$는 지향 오차 손실(3.6.8), $M_{\mathrm{fade}}$는 페이딩 여유(3.3), $M_{\mathrm{int}}$는 간섭이 올리는 잡음 바닥(아래), $L_{\mathrm{blk}}$는 가림이다.
3.8.3.2 항목별 손실과 이득
항목마다 값이 나오는 장이 다르다. 기준 C2 링크 5 km에서 앞 장들의 값을 한 표로 모은다. 여유로 읽는 항은 확률로 정해지는 항이고 결정적 항은 고정값이다.
| 항 | 값(기준 링크 5 km) | 성격 | 장 |
|---|---|---|---|
| 송신 전력 $P_t$ | 20 dBm | 장비 | 3.1.8 |
| 안테나 이득 $G_t$·$G_r$ | 2 dBi·8 dBi(설치 상태) | 장비·자세 | 3.6 |
| 케이블·커넥터 $L_t$·$L_r$ | 1 dB씩(합 2 dB) | 장비 | 3.1.8 |
| 자유공간 손실 $L_{fs}$ | 114.0 dB | 결정적 | 3.2 |
| 대기(가스·비·안개) | 0.08 dB | 결정적(작음) | 3.5.8 |
| 자세에 따른 패턴·편파 | 롤 30°에서 1.25~1.63 dB | 결정적(자세 함수) | 3.6.7.3 |
| 지향 오차 | 무지향 0, 접시 0.3 m 5°에서 0.35 dB | 결정적(오차 함수) | 3.6.8 |
| 지면 반사(두 선) | 5 km에서 +5.1 dB, 널에서 −36~−52 dB | 거리의 결정적 함수 | 3.2.7.4 |
| 소규모 페이딩 | 1 %에서 레일리 20.0 dB·$K$=6 dB 11.5 dB·$K$=10 dB 6.2 dB | 확률 | 3.3.4 |
| 음영 | 레일리와 합쳐 1 %에서 24.0 dB($\sigma$=6 dB) | 확률 | 3.3.6 |
| 간섭(잡음 상승) | $I/N=0$ dB에서 3.0 dB | 환경 | 3.19 |
| 구현 손실 | 필요 SNR에 포함(3.9.5의 간극 2 dB) | 장비 | 3.9 |
| 몸체 가림 | 정량 불가 (확인 필요) | 장착 | 3.6.7.1 |
두 가지를 조심한다. 첫째, 지면 반사의 +5.1 dB는 여유에 넣으면 안 된다. 같은 기체가 1.6 km와 3.2 km에서 깊은 널을 지나므로(3.2.7.4) 이 항은 거리와 고도에 따라 +6 dB에서 −50 dB까지 오간다. 둘째, 구현 손실이 필요 SNR에 이미 들어 있으면(3.9.5는 용량에 2 dB 간극을 더해 필요 SNR을 구했다) 한 번 더 빼면 이중 계산이다.
3.8.3.3 수신 감도와 필요 SNR
수신 감도는 열잡음 위에 필요 SNR을 올린 값이다(3.1.7).
$$S=-174+10\log_{10}B+\mathrm{NF}+\mathrm{SNR}_{\mathrm{req}}\ [\mathrm{dBm}]$$
$\mathrm{SNR}_{\mathrm{req}}$는 변조·부호율마다 다르고 3.9.5의 표에 있다(QPSK 1/2 2.19 dB, 16QAM 3/4 11.30 dB, 64QAM 5/6 18.14 dB). 3.1.9가 설명용으로 둔 10 dB는 그 표의 16QAM 1/2~3/4 사이다. 같은 식을 데이터율로 나타내면 감도가 대역폭이 아니라 데이터율에 달려 있음이 드러난다. $E_b/N_0=\mathrm{SNR}+10\log_{10}(B/R_b)$를 넣으면 다음이다.
$$S=-174+\mathrm{NF}+\frac{E_b}{N_0}+10\log_{10}R_b\ [\mathrm{dBm}]$$
데이터율이 10배 오를 때마다 감도가 10 dB 나빠진다(자유공간 거리 3.2분의 1). 부호화·변조가 $E_b/N_0$를 낮추는 정도가 설계의 몫이다. 확산 변조(3.18)는 대역폭을 데이터율보다 넓혀 같은 $E_b/N_0$에서 대역 내 SNR 요구를 낮추지만, 잡음 대역폭도 같은 비율로 늘어 열잡음에 대한 통달거리는 그대로다. 확산의 이득은 협대역 간섭·재밍에 대한 것이다(3.18.4.1). 간섭은 잡음 바닥을 올려 감도를 나쁘게 한다. 간섭 대 잡음비 $I/N$이 있으면 잡음 바닥이 $10\log_{10}(1+I/N)$ dB 오른다(계산).
| $I/N$ | −10 dB | −6 dB | 0 dB | +6 dB | +10 dB |
|---|---|---|---|---|---|
| 잡음 바닥 상승 | 0.41 dB | 0.97 dB | 3.01 dB | 6.97 dB | 10.4 dB |
3.8.3.4 설계 순서와 버짓의 형식
링크 버짓은 순서대로 작성하면 빠뜨리는 항이 줄어든다.
- 요구를 적는다 — 데이터율, 목표 거리, 가용도, 방향(상향·하향).
- 대역과 변조를 고른다 — 필요 SNR(3.9), 대역폭, 규정 한도(3.1.4.1).
- 장비 줄을 채운다 — 송신 전력, 안테나 이득(설치 상태), 케이블, 수신 잡음지수.
- 경로 줄을 채운다 — 자유공간 손실, 대기, 지면 반사(3.2), 필요하면 $n$ 모형.
- 여유 줄을 채운다 — 페이딩·자세·지향·간섭·가림을 항목별로 적고 목표 가용도에서 합한다.
- 링크가 성립하는가 보고, 성립하지 않으면 어느 줄을 움직일지 고른다(3.8.10). 성립하면 가정을 시험으로 확인한다(3.20).
버짓의 형식은 링크마다 다르다. 지상 링크는 이 장처럼 SNR로 나타내고, 대역폭에 묶이지 않는 위성 링크는 $C/N_0$와 $G/T$로 나타낸다(3.13.4). 셀룰러는 간섭이 잡음보다 커서 신호 대 간섭·잡음비(SINR)로 나타낸다(3.14). 같은 항들이 다른 모양으로 정리될 뿐이다.
3.8.4 링크 여유와 설계 여유
결론부터: 여유는 하나의 숫자가 아니라 항목의 합이고, 항목마다 대책이 다르다. 합친 여유를 한 숫자("10 dB 규칙")로 나타내면 어느 항이 지배하는지 보이지 않아 대책을 못 고른다.
링크가 성립하려면 가용 여유 $M$이 필요 여유 $M_{\mathrm{req}}$보다 커야 한다. 필요 여유는 목표 가용도에서 항목을 합친 값이다. 합치는 규칙이 셋이다.
- 결정적 항은 dB로 더한다(대기·자세·편파·지향 오차·간섭).
- 확률 항은 같은 확률 수준에서 함께 취급한다. 레일리 페이딩과 음영은 합쳐 한 분포로 구한다(3.3.6.2, 1 %에서 24.0 dB). 독립한 가우스형 dB 오차는 $\sqrt{\sigma_1^2+\sigma_2^2}$로 합친다.
- 서로 다른 가용도 목표를 섞지 않는다. 한 항은 1 %로, 다른 항은 99.9 %로 합치면 일관성이 없다.
가용도 목표가 한 자리 오를 때마다 레일리 여유가 10 dB씩 는다(3.3.4, 3.11.5.3). 그래서 여유를 한 링크에 쌓는 것은 비싸고, 다이버시티(3.7)와 링크 다중화(3.11)가 싸다.
예측 자체의 불확도도 여유가 된다. 버짓의 항은 모두 오차를 갖는다. 송신 전력 ±1 dB, 안테나 이득 ±1 dB, 케이블 ±0.5 dB, 수신 감도 ±2 dB를 각각 1$\sigma$로 가정하면 제곱합이 2.5 dB다. 경로 손실 모형의 표준편차를 6 dB로 가정하면 합이 6.5 dB로 올라 모형이 불확도를 지배한다. 모형 불확도를 여유로 번역하는 방법은 3.4, 실제로 줄이는 방법은 측정(3.20)이다. 항 하나의 1 dB 오차는 통달거리에 자유공간에서 12 %, $n=3$에서 8 %, $n=4$에서 6 %를 만든다.
3.8.5 경로 손실 지수 모형
자유공간이 아닌 환경의 경로 손실은 거리의 $n$제곱으로 근사한다. 기준 거리 $d_0$의 손실 $L_0$에서 시작한다.
$$L_p(d)=L_0+10\,n\log_{10}\!\left(\frac{d}{d_0}\right)\ [\mathrm{dB}]$$
$n=2$가 자유공간이다. 문헌의 경험 범위는 도시 셀룰러 2.7~3.5, 음영이 있는 도시 3~5, 건물 안 가림 4~6이다 (Rappaport, 판 확인 필요). 두 선 모델(3.2.7)은 이 형태와 한 가지로 연결된다. 분기 거리 $d_b=4h_th_r/\lambda$(기체 100 m·지상 2 m, 2.4 GHz에서 6.4 km)까지는 $n=2$에 로빙(간섭)이 중첩되고, 그 뒤로 $n=4$다. $n$ 모형은 기준 거리 $d_0$부터 지수가 일정하다고 보는 도시·실내 환경용이고, 두 선 모델은 분기 거리에서 지수가 바뀐다. 두 모형을 같은 곡선에 억지로 맞추지 않는다. 아래 그림은 기준 링크의 여유를 거리에 대해 그렸다. $n$ 모형은 1 km에서 자유공간 값에 맞췄고, 두 구간 선은 분기 거리까지 자유공간을 사용하고 그 뒤 $n=4$로 이어 붙인 보수적 포락선이다.
여유 0·10·20 dB를 남겼을 때 통달거리는 다음이다(계산, 기준 C2 링크, 허용 경로 손실 126.0 dB).
| 지수 $n$ | 5 km의 여유 | 여유 0 dB | 여유 10 dB | 여유 20 dB |
|---|---|---|---|---|
| 2(자유공간) | 12.0 dB | 19.9 km | 6.3 km | 2.0 km |
| 2.5 | 8.5 dB | 10.9 km | 4.4 km | 1.7 km |
| 3 | 5.0 dB | 7.3 km | 3.4 km | 1.6 km |
| 3.5 | 1.5 dB | 5.5 km | 2.9 km | 1.5 km |
| 4 | −2.0 dB | 4.5 km | 2.5 km | 1.4 km |
| 두 구간(분기 6.4 km) | 12.0 dB | 11.3 km | 6.3 km | 2.0 km |
세 가지가 읽힌다. 첫째, 같은 장비가 환경에 따라 통달거리가 4배 이상 달라진다. 둘째, $n$이 클수록 여유를 올려도 거리가 덜 줄어든다. 여유 20 dB를 더하면 거리가 $n=2$에서 10분의 1, $n=4$에서 3.2분의 1이 된다. 셋째, 거리를 두 배로 늘리는 값이 $n=2$에서 6 dB, $n=3$에서 9 dB, $n=4$에서 12 dB다. 같은 +6 dB 이득이 자유공간에서는 거리 2배, $n=4$에서는 1.41배를 준다. 공대지 링크의 $n$은 고도와 가시선 확률이 정한다(3.4).
3.8.6 통달거리 역산과 데이터율의 교환
자유공간에서 통달거리는 버짓을 풀어서 나온다.
$$d=10^{\frac{P_t+G_t-L_t+G_r-L_r-S-M-A_{\mathrm{atm}}-32.44-20\log_{10}f_{\mathrm{MHz}}}{20}}\ [\mathrm{km}]$$
$A_{\mathrm{atm}}$은 3.5의 대기 항, $M$은 남기려는 여유다. $n$ 모형이면 $d=d_0\,10^{(L_{p,\max}-M-L_0)/(10n)}$이다. 이 식이 거리에 값을 매긴다. 송신 전력·안테나 이득·감도 가운데 하나를 3 dB 올리면 자유공간에서 거리가 1.41배, 6 dB면 2배다.
데이터율은 감도를 거쳐 거리로 번역된다. 앞의 $E_b/N_0$ 형식으로, 기준 링크에서 $E_b/N_0=2.19$ dB(QPSK 1/2)를 두고 데이터율을 바꾸면 다음이다(계산).
| 비트율 $R_b$ | 10 kbit/s | 100 kbit/s | 1 Mbit/s | 10 Mbit/s | 100 Mbit/s |
|---|---|---|---|---|---|
| 감도 $S$ | −125.8 dBm | −115.8 dBm | −105.8 dBm | −95.8 dBm | −85.8 dBm |
| 허용 경로 손실 | 153.8 dB | 143.8 dB | 133.8 dB | 123.8 dB | 113.8 dB |
| 거리, 여유 10 dB | 154 km | 48.8 km | 15.4 km | 4.9 km | 1.5 km |
| 거리, 여유 20 dB | 48.8 km | 15.4 km | 4.9 km | 1.5 km | 0.49 km |
데이터율이 10배 늘면 거리가 3.2분의 1이다. 10 kbit/s가 100 Mbit/s보다 100배 먼 것은 같은 전력과 안테나로 거리가 데이터율의 제곱근에 반비례하기 때문이다(154 km는 이 기하의 전파 수평선 47 km 밖이라 가시선이 성립하지 않는다 — 3.2.8). 교환의 구체적 길은 둘이다. 대역폭을 줄이면 데이터율도 줄고 잡음 바닥이 같이 내려가 감도가 좋아진다. 변조·부호화 방식(MCS)을 올리면 같은 대역에서 데이터율이 늘지만 필요 SNR이 올라 거리가 크게 줄어든다. 아래 그림이 두 길을 같은 축에 놓았다.
대역폭을 줄이는 쪽이 같은 데이터율에서 항상 멀다. 필요한 데이터율이 낮으면(C2는 수십 kbit/s) 속도를 남겨 대역을 줄이는 것이 거리를 사는 가장 싼 방법이다(3.9.10). 대가는 좁은 대역이 협대역 간섭 하나에 통째로 막힌다는 것이다(3.19).
3.8.7 상향 링크와 하향 링크의 비대칭
결론부터: 링크는 방향마다 따로 성립해야 한다. 같은 경로 손실이어도 송신 전력·안테나 이득·수신기 잡음·데이터율이 방향마다 달라서 약한 쪽이 링크의 여유를 정한다.
비대칭의 원천은 네 가지다.
| 원천 | 상향(지상에서 기체) | 하향(기체에서 지상) |
|---|---|---|
| 출력·이득 | 지상은 질량·전력 여유가 커서 큰 출력과 이득이 가능하다(규정 한도 안) | 기체는 SWaP가 한계다 |
| 수신기 잡음 | 기체 수신기는 기체 자신의 전자기 잡음 환경에 놓인다 | 지상 수신기는 외부 잡음이 지배한다(3.1.7.5) |
| 데이터율 | 명령이라 낮다 | 영상·텔레메트리라 높다 |
| 규정 | EIRP 한도가 지상 이득을 상쇄할 수 있다 | 같은 한도 |
기준 링크의 하향(기체에서 지상)과, 가정한 상향(지상에서 기체) C2의 5 km 버짓을 나란히 놓는다. 상향은 지상국이 출력 27 dBm(500 mW)에 8 dBi 안테나를 사용하고, 기체 수신기는 기체 자신의 전자기 잡음으로 잡음지수가 2 dB 나쁜 8 dB라고 가정한다. 마지막 열은 상향 EIRP를 20 dBm으로 묶는 규칙(유럽 ETSI EN 300 328의 한도로 2차 출처가 보고하는 값, 원문 확인 필요, 3.1.4.1)을 적용한 경우다.
| 항목 | 하향(기준) | 상향(미국 규칙 안) | 상향(EIRP 20 dBm 한도) |
|---|---|---|---|
| 송신 전력 | 20 dBm | 27 dBm | 13 dBm |
| 송신 안테나·케이블 | 2 dBi·1 dB | 8 dBi·1 dB | 8 dBi·1 dB |
| EIRP | 21 dBm | 34 dBm | 20 dBm |
| 수신 안테나·케이블 | 8 dBi·1 dB | 2 dBi·1 dB | 2 dBi·1 dB |
| 수신 잡음지수 · 잡음 바닥 | 6 dB · −108 dBm | 8 dB · −106 dBm | 8 dB · −106 dBm |
| 수신 전력 | −86.0 dBm | −79.0 dBm | −93.0 dBm |
| SNR | 22.0 dB | 27.0 dB | 13.0 dB |
| 여유(필요 SNR 10 dB) | 12.0 dB | 17.0 dB | 3.0 dB |
규칙이 비대칭을 뒤집는다. 미국 규칙 안에서는 상향이 5 dB 유리하지만, EIRP 20 dBm 한도에서는 지상국의 이득이 소용없고(출력을 이득만큼 낮춰야 한다) 상향이 9 dB 불리해진다. 기준 링크의 하향 EIRP 21 dBm도 같은 한도를 1 dB 넘는다. 케이블 손실 2 dB를 모두 송신 쪽에 두면 EIRP가 20 dBm이 되므로(3.1.8) 이런 규칙 아래서는 출력 설정을 지역별로 달리한다. 데이터율의 비대칭도 있다. C2 상향은 낮은 데이터율·높은 신뢰, 영상 하향은 높은 데이터율이라 필요 SNR이 하향에서 훨씬 높다(3.12). C2 상향이 끊기면 조종이 안 되고 하향이 끊기면 상황을 잃는다. 두 방향의 요구 성능과 다중화는 3.11에서 다룬다.
3.8.8 워크스루 — 기준 C2 링크 5 km가 성립하는가
앞 절의 값으로 기준 링크의 버짓을 한 번 끝까지 계산한다. 아래 그림은 3.1.9의 버짓을 폭포로 그린 것이다.
가용 여유 12.0 dB가 앞 장들의 항목을 감당할 수 있는지 본다. 합치는 항목은 페이딩(3.3.4), 자세(롤 30°에서 지상국이 옆일 때 1.63 dB, 3.6.7.3), 대기(0.08 dB, 3.5.8), 간섭($I/N=0$ dB에서 3.01 dB, 가정)이다. 지면 반사의 널은 따로 두고(3.2.7) 이 합에 넣지 않았다.
| 항목 | 레일리 1 % | $K=6$ dB 1 % | $K=10$ dB 1 % |
|---|---|---|---|
| 소규모 페이딩 | 20.0 dB | 11.5 dB | 6.2 dB |
| 자세(롤 30°) | 1.6 dB | 1.6 dB | 1.6 dB |
| 대기 | 0.1 dB | 0.1 dB | 0.1 dB |
| 간섭($I/N=0$ dB) | 3.0 dB | 3.0 dB | 3.0 dB |
| 필요 여유 합 | 24.7 dB | 16.2 dB | 10.9 dB |
| 5 km의 가용 여유 | 12.0 dB | 12.0 dB | 12.0 dB |
| 남는 여유 | −12.7 dB | −4.2 dB | +1.1 dB |
| 이 조건으로 성립하는 거리 | 1.2 km | 3.1 km | 5.7 km |
기준 링크의 5 km는 가시선이 강해 $K\ge10$ dB를 근거 있게 말할 수 있을 때만 성립한다. 도심 비가시선처럼 레일리에 가까우면 같은 장비가 1.2 km까지만 성립한다. 같은 숫자 12 dB가 환경에 따라 5 km와 1.2 km를 오간다. 성립 거리를 정하는 것은 하드웨어가 아니라 페이딩을 어떻게 가정하느냐이고, 이 가정을 시험으로 확인하는 일(3.20)이 링크 버짓의 마지막 단계다.
같은 방법으로 영상 링크(3.8.9의 20 Mbit/s급, 5.8 GHz)가 2 km에서 성립하는지 계산해 본다. 대기는 5.8 GHz라 C2보다 한 자리 크다(가스 0.02 dB·0.01 % 강우 0.35 dB·안개 0.02 dB, 합 0.4 dB, 3.5.8의 40 mm/h 가정). 자세 1.6 dB와 간섭 3.0 dB는 같은 값으로 두었다.
| 항목 | 레일리 1 % | $K=6$ dB 1 % | $K=10$ dB 1 % |
|---|---|---|---|
| 필요 여유 합(페이딩+자세 1.6+대기 0.4+간섭 3.0) | 25.0 dB | 16.5 dB | 11.2 dB |
| 2 km의 가용 여유 | 8.9 dB | 8.9 dB | 8.9 dB |
| 남는 여유 | −16.1 dB | −7.7 dB | −2.4 dB |
| 이 조건으로 성립하는 거리 | 0.31 km | 0.83 km | 1.5 km |
20 Mbit/s급 영상은 $K=10$ dB의 좋은 가시선에서도 2 km에서 성립하지 못한다(1.5 km). 3.12.11이 같은 거리에서 비트율을 낮추거나 출력을 올리라고 한 결론과 같은 방향이다. 하향 한쪽만 계산했음에도 주의한다. 상향(3.8.7)과 전환·다중화(3.11)는 따로 입증해야 한다.
3.8.9 세 링크를 같은 틀로 — C2·영상·Remote ID
같은 버짓의 모양으로 다른 세 링크를 놓으면 무엇이 거리를 정하는지가 보인다. 기준 C2는 3.1.8, 영상 링크는 3.12.6(5.8 GHz, 23 dBm, 3 dBi·9 dBi, 대역 20 MHz, QPSK 3/4, 20 Mbit/s급), Remote ID 방송은 2.13.6.3의 값이다. 자유공간 거리다.
| 링크 | 주파수 | EIRP | 수신 이득−케이블 | 감도 | 허용 경로 손실 | 거리 0 dB | 10 dB | 20 dB |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 기준 C2 | 2.4 GHz | 21 dBm | 7 dB | −98.0 dBm(필요 SNR 10 dB 가정) | 126.0 dB | 19.9 km | 6.3 km | 2.0 km |
| 영상 | 5.8 GHz | 25 dBm | 8 dB | −89.6 dBm(필요 SNR 5.39 dB) | 122.6 dB | 5.6 km | 1.8 km | 0.56 km |
| Remote ID(1 Mbit/s) | 2.44 GHz | 10 dBm | 0 dB | −97 dBm | 107 dB | 2.19 km | 0.69 km | 0.22 km |
| Remote ID(부호화) | 2.44 GHz | 10 dBm | 0 dB | −103 dBm | 113 dB | 4.37 km | 1.38 km | 0.44 km |
네 가지가 읽힌다. 첫째, 허용 경로 손실이 링크의 몸집이다. 126 dB와 107 dB의 19 dB 차이가 거리 9배다. 둘째, 영상은 C2보다 EIRP가 4 dB, 수신 쪽이 1 dB 크지만 대역폭이 20배라 잡음 바닥이 13.0 dB 높고(필요 SNR은 4.6 dB 낮다) 감도가 8.4 dB 나빠 허용 경로 손실이 3.4 dB 작다. 주파수가 2.4배라 같은 손실에서 거리도 2.4분의 1이다. 두 효과가 복합되어 0 dB 거리가 19.9 km에서 5.6 km다. 셋째, Remote ID는 출력이 작고 수신기 이득도 없어 수백 m가 한계다(2.13.6.3의 결론과 같다). 넷째, 영상 링크의 2 km 여유는 8.9 dB(3.12.6의 10 dB 여유 1.8 km와 같은 값)이고 C2가 같은 2 km에서 갖는 여유는 19.9 dB다(필요 SNR 10 dB 가정). C2와 영상을 한 링크에 묶으면 영상이 C2의 거리를 정한다(3.9.11·3.12.12의 논의). 위성 링크는 $C/N_0$ 형식으로 같은 버짓을 나타내고(3.13.4), 셀룰러는 간섭 대 잡음비가 지배한다(3.14).
3.8.10 설계 트레이드오프 — 여유를 어디서 사는가
버짓의 어느 줄을 움직일지 고르는 것이 설계다. 네 방향이 있다.
① EIRP·이득을 올린다. 송신 전력·안테나 이득·수신 감도. 여유가 직접 늘지만 규정(3.1.4.1)과 SWaP(3.6)가 막는다. 3 dB가 거리 1.41배이므로 이득을 올릴수록 값이 작아진다.
② 필요 SNR을 낮춘다. 낮은 변조·강한 부호화·좁은 대역으로 데이터율을 줄인다(3.9). 데이터율이 정해져 있지 않으면 가장 싼 수단이다. 대가는 처리량과 지연이다.
③ 변동을 줄인다. 고도와 안테나 높이를 올려 직접파를 키우고($K$ 증가), 다이버시티(3.7)와 지향 안테나로 널과 반사를 줄인다. 확률 항에서 여유를 가장 많이 아낀다.
④ 거리를 줄인다. 지상국을 앞으로 옮기거나 중계(3.16·10.13)를 사용한다. 버짓이 성립하지 않으면 버짓을 고치기보다 거리를 고친다.
견해: 링크 여유를 하나의 큰 숫자로 뭉치지 말고 항목별로 적는 편이 낫다고 본다. 근거는 두 가지다. 첫째, 항목마다 부르는 대책이 다르다. 페이딩은 다이버시티(3.7), 자세는 안테나 배치(3.6), 간섭은 채널 계획(3.19), 대기는 주파수 선택(3.5)이다. 숫자 하나로는 어느 대책이 필요한지 알 수 없다. 둘째, 항목별로 적으면 검증 가능성이 항목마다 드러난다. 측정으로 확인할 수 있는 항(출력·이득·감도)과 가정에 기대는 항(페이딩·간섭·가림)이 구분되어, 시험(3.20)이 가정에 집중할 수 있다. 이 판단은 5 km 기준 링크의 계산에 근거한다.
3.8.11 세 축 비교
| 항목 | 군용 드론 | 민간 UAS | AAM |
|---|---|---|---|
| 지배하는 줄 | 간섭·재밍 마진, 긴 거리, 위성 경로의 강우 | 규정 EIRP, 페이딩과 가림, 비면허 간섭 | 가용도 목표에서 나온 여유 |
| 버짓의 용도 | 임무 반경과 생존성 요구(3.18·5.2) | 통달거리 광고와 안전한 운용 반경 | 인증 논증의 입증 자료(3.11·9.13) |
| 필요 여유의 근거 | 재밍 마진을 별도로 추가 (3.18는 방호 관점) | 환경 가정($K$·$n$)과 시험 | 통계 가용도, 공통 원인 |
| 검증 | 시험장·비행시험, 운용 시험 | 거리 시험과 현장 확인(3.20) | 시험과 해석의 이중 입증(20.6) |
| 관련 장 | 3.13·3.16·3.18 | 3.3·3.6·3.12 | 3.11·9.13·15.15 |
3.8.12 관련 규격·프로토콜
| 문서 | 발행 | 무엇을 정하나 | 상세 |
|---|---|---|---|
| ITU-R P.341-7(2019-08) The concept of transmission loss for radio links | ITU-R | 기본 전송 손실·전송 손실·시스템 손실의 용어와 기호 | 3.8.3.1 |
| ITU-R P.530-19(2025-09) | ITU-R | 지상 가시선 링크의 설계용 전파 자료와 예측(강우 거리 계수는 3.5.4.2에서 원문으로 확인했고 나머지는 확인 필요) | 3.5·3.3 |
| ITU-R P.618-14(2023-08) | ITU-R | 지구-우주 링크의 전파 손실·잡음 | 3.5.7·3.13 |
| 47 CFR 15.247 · ETSI EN 300 328 | FCC · ETSI | 비면허 대역의 출력과 안테나 이득 한도 (3.1.4.1의 확인 수준을 따른다) | 3.1.4.1 |
| IEEE 802.11 계열 | IEEE | MCS별 최소 수신 감도 규정 (조항·판 확인 필요) | 3.9.5 |
| RTCA DO-362A 등 C2 성능 표준 | RTCA | C2 링크의 성능 표준(가용도 요구는 3.11·9.13의 확인 범위) (판 확인 필요) | 9.13 |
3.8.13 관련 규제·인증 요구와의 연결
- 출력·이득 한도가 통달거리를 정한다. 비면허 대역에서 지역마다 다른 EIRP·안테나 이득 규칙(3.1.4.1, 18.16)이 같은 장비의 허용 경로 손실을 정한다. 제품이 지역별 설정으로 통달거리가 달라지는 이유다.
- 광고 통달거리와 설계 통달거리. 제품의 최대 통달거리 광고는 자유공간·최대 출력·정렬된 안테나·여유 0의 값이다
(공개 주장치). 안전 논증이나 운용 승인에서 말할 수 있는 거리는 여유와 환경을 넣은 값이다(3.8.8). - C2 가용도 입증. 대형 UAS의 C2 링크 요구 성능(3.11)과 성능 표준(9.13)을 입증할 때 링크 버짓은 설계 단계의 해석 증거이고, 시험(3.20)과 비행시험(8.20)이 실측 증거다. 해석만으로 가용도를 보증할 수 없다.
- 비가시권 운용. 비가시권 운용의 기술 요건(14.15)은 링크 성능의 입증과 링크 상실 절차를 함께 요구한다
(구체 요건은 해당 장 확인). - 군용 링크. 군용 통신의 간섭 여유와 재밍 마진은 공개 자료 범위에서 원리만 다룬다(3.18·5.2).
3.8.14 함정과 한계
| 오해 | 실제 | 더 볼 곳 |
|---|---|---|
| "광고된 통달거리가 설계 통달거리다" | 자유공간·여유 0·최대 출력의 값이다. 같은 장비가 채널 가정에 따라 20배 이상 달라진다 | 3.8.8·3.3.8 |
| "송신 전력을 두 배로 하면 거리도 두 배다" | +3 dB는 자유공간에서 거리 1.41배, $n=4$에서 1.19배다 | 3.8.5 |
| "버짓이 성립하면 링크가 된다" | 지연·재전송·간섭·가림·전환·다중화는 버짓 밖이다 | 3.8.4·3.11 |
| "항목의 합을 크게 잡으면 안전하다" | 합이 과하면 통달거리가 급감하고, 지배하는 항을 가린다 | 3.8.4 |
| "감도 숫자 하나로 링크를 비교한다" | 감도는 대역폭과 변조에 따라 20 dB 가까이 달라진다 | 3.8.3.3·3.9.5 |
| "상향은 하향과 같다" | 출력·이득·잡음·규정이 달라 약한 쪽이 정한다 | 3.8.7 |
| "두 선 모델을 $n$ 모형 하나로 사용한다" | 분기 거리에서 지수가 바뀌고 로빙이 있다 | 3.8.5·3.2.7 |
이 장의 한계도 밝혀 둔다.
- 모든 입력은 가정이다. 40 mm/h·$K$·$I/N$·상향 송신 전력·잡음지수는 가정한 값이다.
- 정적 평가다. 기체가 움직이며 바뀌는 자세·거리·도플러와 지연·재전송은 넣지 않았다.
- 항목의 독립을 가정했다. 실제 항들은 상관이 있다(고도는 $K$·두 선·자세를 함께 바꾼다).
- 자유공간 기준 통달거리는 가시선과 수평선이 허용하는 범위에서만 뜻이 있다(3.2).
3.8.15 체크포인트·연구 질문
체크포인트
- 기준 C2 링크 5 km의 수신 전력·SNR·여유를 계산하고, 허용 경로 손실을 구하라.
- P.341-7의 기본 전송 손실·전송 손실·시스템 손실의 관계와, 기체 몸체 효과가 어디에 들어가는지 설명하라.
- 데이터율이 10배 늘면 같은 링크의 자유공간 거리가 왜 3.2분의 1이 되는지 $E_b/N_0$ 형식으로 설명하라.
- $n=3$ 환경에서 여유 10 dB를 남길 때 통달거리를 구하고, 같은 장비의 자유공간 거리와 비교하라.
- 상향 EIRP가 20 dBm으로 묶일 때 상향이 약한 링크가 되는 과정을 숫자로 설명하라.
- 기준 링크의 5 km가 $K=10$ dB에서만 성립하는 이유를 여유 합계표로 설명하라.
연구 질문 — 이 장에서 파생되는 열린 주제(25.7에 모은다)
- 저고도 공대지 링크의 여유 분해 실측 — 5 km 안팎의 UAS 링크에서 이 장의 항목(페이딩·자세·간섭·가림)을 따로 분리해 측정한 공개 자료는 얼마나 있는가(3.20)?
- 여유의 통계적 합성 — 항목 사이의 상관을 넣어 필요 여유를 구하면 단순 합과 얼마나 다른가? 목표 가용도별 합성 규칙을 표준화할 수 있는가?
- 상향 EIRP 한도가 만드는 C2 설계의 비대칭 — 지역별 규칙 아래 상향이 약한 링크가 되는 경우를 공개 제품 사양에서 얼마나 찾을 수 있는가
(확인 필요)? - 모형 불확도의 번역 — 경로 손실 모형의 표준편차를 여유로 옮기는 방법(3.4)을 비행시험 자료로 검증할 수 있는가?
1차 출처(이 장)
- ITU-R Recommendation P.341-7(2019-08) The concept of transmission loss for radio links (ITU, 권고 안내 페이지 https://www.itu.int/rec/R-REC-P.341/en).
- Friis, H. T., "A Note on a Simple Transmission Formula," Proceedings of the IRE, 1946.
- Rappaport, T. S., Wireless Communications: Principles and Practice, Prentice Hall (판 확인 필요).
- Sklar, B., Digital Communications: Fundamentals and Applications, Prentice Hall (판 확인 필요).
- Goldsmith, A., Wireless Communications, Cambridge University Press, 2005.
- 47 CFR 15.247, ETSI EN 300 328 (3.1.4.1에서 확인한 수준), ITU-R P.530-19, P.618-14.
출처를 찾고 판을 추적하는 방법은 0.9·A.12에서 다룬다.
다음 장: 3.9에서 이 장이 가져다 사용한 필요 SNR의 출처를 본다. 디지털 변조와 비트 오류율, 샤논 한계와 오류정정부호, 변조·부호율별 필요 SNR 표, 적응 변조·부호화와 OFDM을 다룬다.